FAQ Frequently Asked Questions

【比较器】要使比较器带有滞后电压,该怎么办呢?

现举例来介绍比较器的滞后电压的设定方法。
条件∶VDD=3.3 V、VREF=1.4 V、滞后电压幅度=6 mV、上升检测电压=1.650 V

决定各个元件值的方法∶
1) R3值
为了将输入泄漏电流的影响控制到最小限度,至少需要向 R3 流入 0.5 µA 的电流。
流入 R3 的电流为(VREF–VOUT)/IR3,由于 VOUT=0 V 或 VOUT=VDD,因此可获得 R3=VREF/IR3 或 R3=(VDD–VREF)/IR3 的
电流。
从上述两个结果中采用较小一方的数值。VDD=3.3 V、VREF=1.4 V、IR3=1 µA 时,两个电阻值分别为 1.4 MΩ 和
1.9 MΩ,在此选择为 1.4 MΩ。
2) 滞后幅度
选择滞后幅度(VHB)。在此,设为 6 mV。
3) R1值
可获得 R1=R3(VHB/VDD)。
R1=1.4 M(6 m/3.3) =2.55 kΩ。
4) VTHR
设定满足 VTHR>VREF(R1+R3)/R3、电压上升的检测点 VTHR。
在此,设为 1.650 V。
5) R2值
按照如下的公式计算。
R2=1/(VTHR/(VREF・R1) – (1/R1) – (1/R3))
=1/(1.65/(1.4・2.55 k) – (1/2.55 k) – (1/1.4 M))
=14.4 kΩ
6) 结果
上升电压、下降电压、滞后幅度变为如下所示。
上升电压 ∶VTHR=VREF・R1(1/R1 + 1/R2 + 1/R3)
下降电压 ∶VTHF=VTHR – R1・VCC/R3
滞后幅度 ∶VHB=VTHR – VTHF=R1・VCC/R3

 

【比较器】与数据表上的数值(2 μs)相比,S-89220(比较器)的输出波形的上升时间相当长(35 ms),这是为什么呢?

其原因可推测为,在客户所组装的电路中,比较器的同相输入电压有可能在数据表上所登载的范围之外(VDD 附近)。S-891 系列和 S-892 系列产品的同相输入电压并不具有 Rail-to-Rail(轨对轨)电压摆幅,务请注意。

【运算放大器】如果在Gain=+1的条件下使用运算放大器,是否要进行相位补偿?

为了能够在 Gain=+1 的条件下使用运算放大器,S-891 系列、S-8943 系列产品都已经进行了相位补偿。

【运算放大器】什么是增益带宽积(GBP)呢?

指 Gain(增益)和 Band Width(带域)的积。

【运算放大器】可以将运算放大器作为比较器来使用吗?

不建议将运算放大器作为比较器来使用,而推荐使用 S-8953 系列、S-892 系列的比较器产品。

理由
① 由于比较器没有使用相位补偿容量,因此,与相同消耗电流的运算放大器相比,其上升/下降的时间短。
② 若将运算放大器作为比较器来使用,有可能导致消耗电流增大。
  例如,若将 S-8943(运算放大器)作为比较器来使用,在 VDD 侧输出变为饱和状态时,其消耗电流有
  可能增大
  3 ~ 6 µA。建议不使用 S-8943,而使用 S-8953 系列产品。

【DC/DC控制器】哪一种产品属于翻转型DC-DC控制器呢? 利用DC-DC控制器可以产生负电压吗?

目前没有负电压专用的DC/DC控制器。但是,利用升压型的DC/DC控制器可以输出负电压。
翻转型DC/DC控制器的电路

 

由于是从VDD端子供应电源给IC,因此不需要启动电路。此外,请将VIN电压设置在9 V-|VCC|电压以下。VCC电压为-2 V时请使用S-8353D20MC、为-3 V时请使用S-8353D30MC、为-5 V时请使用S-8353D50MC,并且在没有电阻RA、RB的条件下,将VOUT连接到地线。
请将外接电阻Rb设置为60 Ω以上、将RE设置为6 kΩ以下。另外,RE越大,流入RE、Rb的无效电流就越小,效率也就越好,反之,如果RE太大则外接晶体管Tr的切换功耗会变大,反而会导致效率的恶化。因此,请根据使用条件选用RE,以便使效率变大。

【DC/DC控制器】使DC-DC控制器的输出电压降低的原因是什么?

首先要引起注意的是,所设定的条件过于接近输出电流的驱动能力。在Vin较低时如果输出电压降低的现象比较明显,则可能性较大。如果是这种原因,则可以采取外接双极型晶体管的hFE(小)以及基极电阻Rb值(大)等 的手段,就可以获得明显的效果。另外,采取电感的L值(大)以及DC/DC控制器的频率(高)等方式也可以获得一定的效果。如果具备充分的输出电流的驱动能力,但在大输出电流时发生输出电压下降的现象,那么,负载稳定性的特性 本身有问题。其原因可考虑为以下的两种。

(1) 基板布局
在大输出电流的领域内发生的输出电压下降,因基板布局的不同会发生很大的变化。因此,首先要调查  一下是否对基板布局存在依靠性。

(2) 输出电容
如果已是理想的基板布局,那么接下来可考虑的是输出电容。如果选用不适当的输出电容,那么在大输出电流的领域内输出电压有可能发生明显的下降。例如,如果分开增加两个输出电容会获得一定的效果,则原因在于输出电容。DC/DC控制器的控制受到输出电容特别是ESR的影响很大。按照经验,要解决大输出电流时的输出电压下降的问题,可改用ESR较小类型的钽电解电容器或提高输出容量值,以便获得抑制输出电压下降的效果。

【DC/DC控制器 】请问在艾普凌科有限公司的升压型DC-DC控制器中,有哪几种产品的输出电压值可利用分割电阻来进行调整的呢?

在艾普凌科有限公司的升压型DC/DC控制器中,只要是产品本身备有DC/DC控制器本体的电源端子,其输出电压值就可以利 用分割电阻来进行调整。具体产品如下所示。

S-8353系列的D,J型产品
S-8354系列的D,J型产品
S-8355系列的所有产品
S-8356系列的所有产品
S-8357系列的E,J,G,P型产品
S-8358系列的E,J,G,P型产品
S-8340系列以及S-8341系列的B,D型产品

【DC/DC控制器】请说明一下附加在切换电源电路上的DC-DC控制器输入端的LC过滤器的作用及其影响。

LC过滤器具有抑制切换电源的电压变动的效果。针对DC/DC控制器的通态电流的变动,在不具备LC过滤器的情况下,在电源处会发生「电源的串联电阻」×「导通电流」的纹波电流。而具备LC过滤器的情况下,可通过 L在C处利用变动小的电流来储存电荷(L具有抑制电流变动的作用),通过从C处供应DC/DC控制器的导通电流,就可以抑制电源的纹波电压的变动。另一方面,也应该注意如下的几点。

·针对DC/DC控制器的输入电压(LC过滤器之后)比较容易发生变动。
·L的等效串联电阻值较大时(数百mΩ以上),由于等效电阻值和输入电流会引起发热,因此会导致工作效率的降低。
·由等效串联电阻和C构成的RC过滤器,由于DC/DC控制器的输入电压(LC过滤器之后)会低于电源电压(LC过 滤器之前),因此,输出电流值的结果会减少。

【S-8355/56/57/58】S-8355/56以及S-8357/58的VDD分离型产品(D,J,G,P)的EXT端子的输出振荡幅度的范围为多大?

EXT端子的输出振荡幅度的范围为从GND开始到S-8355/56/57/58的内部电路的电源电压为止。
普通型产品(S-8357/58的B,H,F,N系列)由于内部电路的电源是从VOUT端子获得,因此,EXT输出振荡幅度的范围为GND~VOUT。
S-8355/56以及S-8357/58的VDD分离型产品(D,J,G,P系列)由于内部电路的电源是作为VDD端子来输出,因此,EXT输出振荡幅度的范围为GND~VDD,例如如果对VDD端子施加VIN电压,那么EXT输出振荡幅度的范围变为GND~VIN。

 

【S-8355/56/57/58】利用-5 V的输入电压,有什么方法可获得+5 V的输出电压呢? (输出电流20 mA)

使用S-8357E即可实现。但是,其前提条件是输入电压固定为5 V。
图1是将正电压转变为负电压的电路示例。

 

反之,将负电压转变为正电压时,需要的方法与图1相反。

 

使用S-8357E可以构成如图2所示的电路,但必须以负电压为基准设定好正电压。

因为输出电压=S-8357E的设定电压-输入电压,所以需要设定好电阻以便使S-8357E的设定电压变为10 V。因此必须将输入电压固定。

【S-8353/54】在S-8353D翻转型输出电路中,想利用晶体管使VDD端子进行ON/OFF翻转的情况下,在VDD端子变为OFF时会不会从电池侧向S-8353D流入电流呢?

除泄漏电流以外,不会流入其他的电流。
在开路VDD端子时由于IC的消耗电流,因此,VDD=VSS且CONT变为开路的状态。
虽然VOUT→VDD具备经由寄生二极管的数MΩ的途径,但由于VOUT

【S-8355/56/57/58】利用数据表上所登载的输出电压调整电路,在休眠状态时想将输出放电至GND,可利用何种方法呢?

①在休眠状态时,从输入电源流入的冲击电流不成问题的情况下
休眠状态时,从VIN切离SWR。
休眠状态时由于Tr2处于OFF的状态,因此需要将Tr3设置为ON,利用RC对Cout进行放电。

 

②在休眠状态时,从输入电源流入的冲击电流会出现问题的情况下

休眠状态时切离IC的VDD以及外接电阻的GND端。
休眠状态时由于Tr2和Tr3处于OFF的状态,因此需要将Tr5设置为ON,利用RC对Cout2进行放电。
需要电源接通正逻辑和负逻辑的2种输入。
另外,外接元器件的数量也比图1多2个Tr和1个电容。

 

【S-8353/54/55/56/57/58】请教一下有关S-8353/54/55/56/57/58的软启动的原理。

软启动功能是用来防止升压工作启动时的输出电压的上冲,以及抑制上升时的冲击电流。本IC所采用的软启动 的方式为缓慢提升基准电压的方式。
下述的图示表示S-8357B30的软启动时的波形。通过将测定电路内的基准电压VREF从0 V开始缓慢提升,输出 电压VOUT也随之缓慢上升。根据各自的振荡频率在IC内部规定相应的上升时间。[波形曲线中显示为点线的 Vref是将基准电压VREF换算为输出电压VOUT水平的数值(Vref=VREF×(R1+R2)÷R2)]
在电源投入后,VOUT会上升到接近VIN,是因为经由测定电路的L、SD从VIN向VOUT供应电流的缘故。

 

【S-8353/54/55/56/57/58】请教一下有关DC/DC控制器的软启动的种类

软启动功能是用来防止升压工作启动时输出电压的上冲,以及抑制上升时的冲击电流。软启动的方式如下所示。

①设置切换电流的电流限制
②缓慢提升基准电压
③限制上升时接通占空系数

S-8353/54/55/56/57/58采用②的方式。

【S-8353/54】利用S-8354A50MC标准电路的构成来工作时,在输出端的电压Vout为5 V的状态下,即使输入端的电压Vin变为0 V,IC也不会发生问题吗?

没有问题。
由于S-8353/54系列产品的IC电源是从Vout端获得,因此,即使Vin电压发生变化也不会对IC造成直接的影响。

〈参考〉
由于S-8353D以及S-8354D备有IC的电源端子VDD,因此也被称为VDD分离型产品。在这些IC中,因为从Vout 流向VDD的正方向上没有附加二极管,所以即使是处在提问的状态下,IC也不会发生问题。

【S-8357】在使用了S-8357B的升压电路的输出端,其正负最大相差值(peak to peak)会发生100 mV以上的纹波电压。
可采取什么方式来解决这个问题呢?

可考虑的方法如下。

①使输出电容的值变大(Cout)。
②使用S-8357N(600 kHz产品)。
③在SWR之后插入LC过滤器→由于需要比Ioutmax 500 mA的DCR大出数十mΩ的线圈,因此成本会增高。

【S-8351/52】在轻负载时会发出电子音。如何消除诸如“嘁”或“哔”的电子音呢?

首先,可以利用将线圈的L值(22 µH ~ 1 mH)调大,直到切换频率在可听频率以上的方法。
但是,调大线圈的L值会导致从DC/DC控制器获取的最大负载电流减少,因此要特别注意。
如果实施了上述的对策后结果还是不理想,那么,为了使电子音的音量变小,只能改用下述的线圈。

使用电流容量较大的线圈
使用开端磁位形的线圈

此外,线圈出现鸣叫声是因为磁场的变化所导致的铁氧体收缩而引起的,特别是在线圈与基板发生共鸣的情况下,其鸣叫声会被放大,因此,可以通过线圈的安装方式等使线圈的鸣叫声变小。

【DC-DC控制器】数据表上登载了电子调节器具有8位的分解能力,但在实际工作中并不能完全发挥8位的分解能力。该如何理解呢?

例如,使用S-8330A26FS的14→26 V的范围时,如上述所述。以下进行说明。

直线性误差的思考方法
规格中的直线性误差的定义有三种,比较不易理解。在此,将三种的直线性误差分开,分别进行说明。

①. 电子调节器数据在0 ~ 127范围内的规格
将电子调节器数据=0时的输出电压测量值和电子调节器数据=127时的输出电压测量值直线相连,电子调节器数据在0 ~ 127范围内某一“位”时的测量值与输出计算值之间的差,即为直线性误差。在此条件下的规格为±23.5 mV。

 

②. 电子调节器数据在128 ~ 255范围内的规格 将电子调节器数据=128时的输出电压测量值和电子调节器数据=255时的输出电压测量值直线相连,电子调节器数据在128 ~ 255范围内某一“位”时的测量值与输出计算值之间的差,即为直线性误差。在此条 件下的规格为±23.5 mV。

 

③. 电子调节器数据在0 ~ 255范围内的规格 将电子调节器数据=0时的输出电压测量值和电子调节器数据=255时的输出电压测量值直线相连,电子调 节器数据在0 ~ 255范围内某一“位”时的测量值与输出计算值之间的差,即为直线性误差。在此条件下 的规格为±93.8 mV。

【DC-DC控制器】为什么即使使负载变大,占空系数也不会达到最大占空系数比(MaxDuty)呢?

可以考虑是因为工作模式转变为连续模式的缘故。转变为连续模式时的条件取决于输入电压和输出电压。如果已转变为连续模式,那么,即使负载变大也不会达到最大占空系数比。

 

【DC-DC控制器】输出电压值不能通过分割电阻来进行调整的升压型DC-DC控制器,如果强制地进行调整、使用,会产生什么样的结果?

通常的FET通过分割电阻来进行调整之后,门极充电电流会按照VOUT→EXT→FET的流向而流入FET门极,导致VOUT的电压受到影响。因此,不推荐采取这种方法。

【DC-DC控制器】在Cin和Cout处可以使用铝电解电容器吗?

在Cin处使用没有问题。

在Cout处,为了抑制纹波电压,请选用ESR(等效串联电阻)较小、电容量较大的电容器。电容值为10 µF(最小 值)。特别推荐使用低温特性以及泄漏特性等优越的钽电解电容器。例如,推荐使用Nichicon Corporation生产 的F93系列产品。

在Cout处使用铝电解电容器时,因使用条件以及布线的不同,有可能导致误工作。请尽量使用钽电解电容器。在使用铝电解电容器时,象数据表上的注意事项所述的那样,应在实际电路上对纹波电压、尖峰噪声的影响进行评价之后再予以使用。此外,使用铝电解电容器时,在IC附近的VOUT–VSS间连接0.1 µF左右的陶瓷电容器, 有可能会避免误工作的发生。

【DC-DC控制器】想要使艾普凌科有限公司生产的DC-DC控制器的纹波电压变小时,该如何选择外接零件呢?

请参阅下表的「DC/DC 控制器的主要特性和外接零件的关系」。

【DC-DC控制器】想要提高艾普凌科有限公司生产的DC-DC控制器的效率时,该如何选择外接零件呢?

请参阅下表的「DC/DC 控制器的主要特性和外接零件的关系」。

【DC-DC控制器】使用艾普凌科有限公司生产的DC-DC控制器,想要获得较大的输出电流值时,该如何选择外接零件呢?

请参阅下表的「DC/DC 控制器的主要特性和外接零件的关系」。

【S-8520/21】启动时会从输入电源VIN流入冲击电流,有何对应处置方法呢?

这是本IC的功能而引起的。
本IC内置了软启动电路,可使IC内部的VREF电压从0 V开始,缓慢上升至基准电压值为止,因此,输入电压缓慢提升,以抑制启动时的冲击电流。但是,开始进行降压工作的瞬间,VREF电压以及VOUT端子电压变为0 V, 由于此时不能正常控制输出电压,所以需要抑制输出电压的上升,直到VREF电压带有一定程度的电压为止。因此,在VREF带有一定电压的条件下,输出电压开始启动、瞬间地上升,此时就会流入冲击电流。作为相应的处置方法,可如下图所示的那样,在TR2、3,R1~4处增加上C1。

【S-809】使用S-809系列产品时,CD端子处发生电源瞬间断电或为了使OFF时的电容器电荷放电,需要连接上二极管吗?

不需要连接二极管。因为可通过内部电路进行放电。S-809系列产品在解除时(VDD=Lo→Hi)会发生延迟,但在 检测时(VDD=Hi→Lo)不会发生延迟。
从检测状态(CD端子=Lo)转变为解除状态(CD端子=Hi)时,在内部电路中会马上使CD端子放电。(CD端子=Lo 时也能保持解除状态。)因此,在进行检测工作时,不需要使电容器电荷放电的时间。

【S-809】使用S-809XXC系列产品时,使与检测延迟时间用电容器并联连接的SW变为ON,可以产生 出复位信号吗?

如图-1所示,即使利用外接SW强制地将CD端子与GND相连接,也不能产生出复位信号。如图-2的框图所示, 强制地将CD端子与GND相连接,也不能构成产生出复位信号的电路。像图-2的那样,通常状态下CD端子处于 GND电位,只有VDD超过解除电压时才有触发信号导入,使连接在CD端子上的解除延迟用电容器开始充电, 促使电压提升。接着,达到一定的电压后,使OUT端子变为Hi(N沟道产品为HiZ)的状态而产生解除延迟时间。 在复位解除后,又马上使解除延迟用电容器放电,才能恢复到GND电位。

【S-809】S-809系列产品的延迟系数,按照何种状态分布呢?

以某种标准的CMOS输出产品的晶片为例,分布图如下所示。
与常规分布状态相似时,其中心值为22.2 mS,3σ时为2.85 mS。(想获得的数值为24 mS,因此,此晶片的延 迟系数主要分布在时间较短的一方。)

【S-808XXC】关于电源接通复位电路发生错误脉冲的原理和对应处置方法

按照数据表上登载的电源接通复位电路(如下图所示),在电源电压急剧上升时,由于IC的不稳定领域特性,会导致输出错误脉冲。
只要在电源接通复位电路中增设电阻,就可以简单地处置错误脉冲的问题。
以下登载了发生错误脉冲的原理和对应处置方法。

通常情况下,V/D存在着不稳定领域。若降低V/D输入电压VIN,输出上拉电阻RUP的电流就不能流动,V/D 输出电压VOUT就不是原有的LO而变为HI。
利用电源接通复位电路,在电源 VDD 投入时,由于 RC 时间参数的存在,延迟了 V/D 输入电压 VIN 的上升。虽然,上升到 V/D 的解除电压 VDET+为止的时间解除信号可以延迟,但在 V/D 输入电压 VIN 的上升过程中, 由于要经由不流动输出上拉电阻 RUP 电流的不稳定领域,因此,会导致输出当作解除信号的错误脉冲。

【S-808XXC系列、S-1000系列】关于电源接通清除电路的延迟时间的计算方法

利用S-808XXCN或S-1000NXX来构成电源接通清除电路时,可在下述的公式中导入参数来求出电路的延迟时间(电源接通清除时间)。

注意 : 为了防止发生振荡,利用S-807XXAN时请将R设定在7.5 kΩ以下,利用S-808XXAN时请将R设定在75kΩ以下。
因电源电压的上升速度而异,在最低工作电压的不稳定领域内,检测器有可能在瞬间输出“H”,务请注意。
为了防止发生振荡,利用S-808XXCN时请将R设定在75 kΩ以下,利用S-1000NXX时请将R设定在75kΩ 以下且将C设定在0.01 µF以上。
利用S-1000NXX时,在不连接C的情况下,请将R设定在800 Ω以下。
此外,由于S-809XXC系列或S-801系列内置了延迟电路,因此可简单地构成电源接通清除电路。有关详情,请参阅各产品的数据表。

【S-809】使用S-809XXC系列产品时,发生电源瞬间断电或为了使OFF时的解除延迟用电容器放电,需要连接上二极管吗?

一般情况下,如图-1所示的那样,在CR复位电路中,为了解除延迟用电容器的电荷经由二极管D来进行放电,且在解除时确保有充分的解除延迟时间,为了达到此目的才使用放电二极管。如图-2所示的那样,S-809XXC 系列产品,除了解除延迟工作时以外,由于利用IC的内部电路即可使解除延迟用电容器的电荷放电,因此不需要外接放电用二极管。

【S-809XXC系列】请教一下有关S-809xxC系列产品的外部复位电路。

在输出信号输出“H”的期间中,因为CD端子为了将电容C放电,所以变为GND电位,即使将CD端子设置为“L” 也不能进行复位。
因此,为了实现外部复位,需要强制地将OUT端子设置为“L”。
以下是外部复位电路示例。

【S-808XXC S-809XXC】如何使滞后幅度变大呢? (方法三)
(利用检测电压改变电路使滞后幅度变大的方法)

利用使用了检测电压改变电路的应用电路,而使滞后幅度变大的电路示例如下图所示。

以图-1为例来进行说明。为了防止按照RUP→R2→R3流向的反向电流,必须增设二极管D1。假设IC设定的检 测电压为–VDET,IC设定的滞后幅度为VHYS,D1的正向电压为Vf。在进行检测时,因为要将经R1和R3分压后的 VDD与IC设定的检测电压相比较,那么

如果VDD降低到工作时的检测电压以下时,输出变为Low电位,那么图-1的电路与图-3的电路等效。

在检测状态下,由于与R3并联连接R2和Vf,因此工作时的解除电压和工作时的滞后幅度变为下式所示,

图-2的电路也相同。

为了防止发生振荡,设定R1和R2的电阻值时必须控制R1<75 KΩ。此外,R1越大,检测电压的偏差(=消耗电
流×R1)也就越大,因而导致检测精度降低,因此建议尽量将R1和R2的电阻值设定为较小的数值(数KΩ左右)。

【S-808XXC S-809XXC】如何使滞后幅度变大呢? (方法二)
(输入和输出的电源各自分开的情况下,使滞后幅度变大的方法)

输入和输出的电源各自分开时,在检测电压为IC设定值的条件下,仅提高解除电压而使滞后幅度变大的电路示 例如下图所示。

为了防止从VDD2流往VDD1的反向电流,必须增设二极管D1。假设IC设定的检测电压为–VDET,IC设定的滞后 幅度为VHYS,D1的正向电压为Vf,那么

为了防止发生振荡,设定R1和R2的电阻值时必须控制R1<75 KΩ。此外,R1越大,检测电压的偏差(=消耗电流×R1)也就越大,因而导致检测精度降低,因此建议尽量将R1和R2的电阻值设定为较小的数值(数KΩ左右)。

【S-808XXC S-809XXC】如何使滞后幅度变大呢? (方法一)

如果在电压检测器中没有您所希望的滞后幅度的产品时,可以在外接电路中提高解除电压,以便使滞后幅度变大。下图为使滞后幅度变大的电路示例。

在图-1所示的电路中,假设IC设定的检测电压为–VDET,IC设定的滞后幅度为VHYS,那么

为了防止发生振荡,设定R1和R2的电阻值时必须控制R1<75 KΩ。此外,R1越大,检测电压的偏差(=消耗电流×R1)也就越大,因而导致检测精度降低,因此建议尽量将R1和R2的电阻值设定为较小的数值(数KΩ左右)。

【S-808/S-809】电压检测器的解除电压因温度的不同会产生如何的变化呢?

解除电压的温度特性可利用如下公式来表示。(在产品数据表上也有登载。)

因此,解除电压的温度系数和检测电压的温度系数具有相同符号的特性。
在25°C的条件下,2.5 V检测产品的解除电压在2.5 × 0.98 × 1.03 = 2.5235 V 到 2.5 × 1.02 × 1.08 = 2.7540 V的范围内。
在25°C的条件下的解除电压,由于检测电压的温度系数的最大值为±0.87 mV/°C,因此处于
+VDET(+85°C时系数为负的情况下) =2.5235 – 0.87E – 3 × (85 – 25) × 1.03 = 2.4697 V 到
+VDET(+85°C时系数为正的情况下) =2.7540 + 0.87E – 3 × (85 – 25) × 1.08 = 2.8104 V 的范围内。

【S-808】关于电源接通清除电路的延迟时间的计算方法

利用S-807XXAN或S-808XXAN来构成电源接通清除电路时,可在下述的公式中导入参数来求出电路的延迟时间(电源接通清除时间)。 )

注意 : 为了防止发生振荡,利用S-807XXAN时请将R设定在7.5 kΩ以下,利用S-808XXAN时请将R设定75kΩ以下。
因电源电压的上升速度而异,在最低工作电压的不稳定领域内,检测器有可能在瞬间输出“H”,务请注意。

【S-808】关于电源接通复位电路发生错误脉冲的原理和对应处置方法

按照数据表上的「■ 应用电路例 电源接通复位电路」中登载的电源接通复位电路,在电源电压急剧上升时, 由于IC的不稳定领域特性,会导致输出错误脉冲。只要在电源接通复位电路中增设电阻,就可以简单地处置错误脉冲的问题。以下登载了发生错误脉冲的原理和对应处置方法。

通常情况下,V/D存在着不稳定领域。若降低V/D输入电压VIN,输出上拉电阻RUP的电流就不能流动,V/D 输出电压VOUT就不是原有的LO而变为HI。利用电源接通复位电路,在电源VDD投入时,由于RC时间参数的 存在,延迟了V/D输入电压VIN的上升。虽然,上升到V/D的解除电压VDET+为止的时间解除信号可以延迟, 但在V/D输入电压VIN的上升过程中,由于要经由不流动输出上拉电阻RUP电流的不稳定领域,因此,会导致 输出当作解除信号的错误脉冲。

的时间参数而上升。

接着,V/D输入电压VIN的上升到V/D的解除电压VDET+为止、V/D输出电压VOUT的电位翻转为止的时间,可利用电源接通复位时间TDELAY,按照下述公式求出。

只是在设定R1、R2时,请注意如下的事项。

① 必须将电源VDD投入时的V/D输入电压VIN,设定为比V/D最低工作电压VDDMIN高(防止发生错误脉
冲),且比V/D的解除电压VDET+低(确保延迟时间)。

② 加上R1和R2的电阻值之后的数值,使用S-807时必须控制在7.5 KΩ以下,使用S-808时必须控制在
75 KΩ以下(防止振荡)。
上述评价数值仅供参考。并不能保证在有偏差或温度变化时的评价数值。

【S-808】如果对S-808系列产品的输入端子(VDD)施加负电压,产品会受到破坏吗?产品受破坏时,有 什么对应处置方法呢?

关于产品受破坏的问题,在有偏差和温度变化的情况下,不能予以评价和保证。利用标准样品进行测试的结果 为,施加–1 V的负电压时产品并未受到破坏,但施加–5.5 V(100 ms)左右的负电压时产品受到破坏。作为有效 的处置方法,推荐在VDD-VSS端子间增设保护用二极管,以便即使施加了负电压,也不会使产品受到破坏。

【S-808】利用电压检测器S-808系列产品是否可以将检测精度提升到1%呢?

利用S-808系列产品,只要符合条件是可以将检测精度提升到1%。有关详情,请向代理商咨询。
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【S-801 S-808XXC S-809XXC】如果将输出与VDD短路,IC会受到破坏吗?

由于输出是由MOS晶体管构成,因此,不会像双极型晶体管的那样,由于热失控而导致元件受到破坏。 但是,将输出与VDD短路或与超导电容器相连接时,如果流入超过封装容许功耗的电流,IC会受到破坏,务请 注意。

以S-80960AL为例,说明一下超过封装容许功耗时的状况。按照数据表上的Iout – Vds特性,在VDD=6 V时,
如果对输出施加5 V的电压,那么会大约有50 mA的电流流入输出N沟道晶体管。此时的功耗为P=5 (V) × 50 (mA)=250 mW,超过了绝对最大额定值的150 mW,最坏的情况下可能导致IC受到破坏。

【S-801 S-809XXC】在检测电压、解除电压附近输入发生变动时,其工作会有何变化呢?

Vin在检测电压、解除电压附近发生变动时的工作,利用图-1 CMOS(动态L)输出为例来进行说明。

  1. VDD降低到–Vdet以下时,OUT输出端会输出“L”,并转变为检测状态。

    由于会将与VDD的比较电压切换为+Vdet,因此,即使VDD上升并在–Vdet附近发生了变动,只要VDD的电压低于+Vdet,就不会转变为解除状态。(在A的期间内)

  2. VDD上升至超过+Vdet时,会将与VDD的比较电压切换为–Vdet。

    因此,即使Vin在+Vdet附近发生变动,只要不低于–Vdet,就不会进行检测工作。经过解除延迟时间后(td),OUT输出端会输出“H”,并转变为解除状态。(在B的期间内)

利用开路漏极输出时,会变为高阻抗输出。

【电压检测器】当处于最低工作电压时,要避免N沟道开路漏极输出端输出Hi该怎么办?

要避免在最低工作电压时发生输出Hi的问题,可通过外接P沟道晶体管来对应处理。

VDD下降到检测电压以下时,N沟道开路漏极输出变为ON,OUT变为Low。接着,VDD下降到外接P沟道晶体 管的阈值以下时,外接P沟道晶体管变为OFF,由于Rup电阻从VDD分离开,因此,即使VDD降低到电压检测 器工作电压的最小值以下,导致N沟道晶体管不能继续工作,OUT也不会变为Hi(VDD)。选择外接P沟道FET时, 必须注意要选择阈值电压比电压检测器工作电压更高的产品。

但是,在这种情况下,输出(OUT)不会变为VSS,务请注意。

【电压检测器】利用N沟道开路漏极输出型产品,在其输出的上拉电阻较小时应注意什么呢?

使上拉电阻变小时的注意点有如下的两点。

注意1. 进行检测时会导致输出端子的电压上升。

注意2. 流经上拉电阻的电流会増加(=检测时消耗电流的増加量)。

注意1

VDD降低到检测电压以下时,为了要输出OUT = “L”,内部的N沟道晶体管变为ON。此时,输出端将会输出由上拉电阻和N沟道晶体管的ON电阻将电源电压VDD分压后的电压。因此,若上拉电阻太小,有可能导致上升到“L”电位。

以S-80860CN VDD = 2.4 V时为例, OUT与VDD之间的上拉电阻为10 KΩ和1 KΩ时,“L”电位的输出电压是不同的。如图-2、图-3所示,可以通过输出N沟道晶体管的Vds-Id特性(根据S-808XXC系列数据表的记载)与上拉电阻负载线的交差点来求出输出电压。图-3为图-2的带阴影部分的扩大图。如图-3所示,可以从Vds-Id 特性(蓝色线)与10 KΩ上拉的负载线(红色线)的交差点读出输出电压约为20 mV,1 KΩ上拉的负载线(紫色) 的情况下约为200 mV,与10 KΩ上拉相比,“L”电位约高出10倍。

与电压检测器相连接的IC的输入端,可充分地将此“L”电位识别为“L”时没有任何的问题,但是,若上拉电阻值太小而“L”电位过高,那么相连接的IC的输入端有可能不能认识到“L”。

注意2

与注意1相同,如图-3所示,从各上拉电阻的负载线与Vds-Id特性的交差点可以看出输出电流(流经Rup可流入的电流),10 KΩ时约为0.22 mA,而1 KΩ时约为2.2 mA,大约相差10倍,因此,进行检测工作时从电池侧观察的消耗电流变大。

介于上述的注意点,RUP的推荐值为100 kΩ。

<备注>FAQ编号:11S807001

【电压检测器】N沟道开路漏极输出型产品,在输出的上拉电阻较大时的注意点?

使上拉电阻变大时的注意点有如下的两点。
注意1. 解除时的输出电压(利用上拉电阻输出Hi)比切断泄漏电流低。
注意2. 输出端子(下一段的输入端子)容易受到噪声的影响。

注意1

图-1表示N沟道开路漏极输出型产品的电路。电压检测器处于解除状态时,M1变为OFF,并利用外接的上拉 电阻Rup使OUT端子输出Hi(VDD)。此时,M1会流入切断泄漏电流ILEAK,在上拉电阻Rup的两端会发生相当于 ILEAK×Rup份额的电压下降(Vdwn)。因此,OUT端子的电压变为

Vout = VDD – Vdwn = VDD – ILEAK × RUP

以S-808XXC为例,按照数据表上的数据,包含了温度特性的最大ILEAK = 0.1 µA,因此,假设连接了Rup = 10 MΩ,此时Rup的电压下降Vdwn

Vdwn = 0.1(µA) × 10(MΩ) = 1(V)

由于VOUT的电压比VDD低1 V,因此连接方IC的输入有可能不能认识Hi电位。

注意2

由于OUT端子的阻抗变高,因此容易受到噪声的影响而可能错误复位。

介于上述的注意点,RUP的推荐值为100 kΩ。

【电压检测器】在电压稳压器中有没有滞后幅度被固定的产品呢?

S-801系列产品针对所有的检测电压,将滞后幅度设定为60 mV(最大100 mV)。而以往的S-808系列以及S-809 系列产品的滞后幅度需要依靠检测电压。
S-801系列产品在封装以及引脚排列上与S-808系列以及S-809系列产品不同,有关详情,请参阅数据表。

【电压检测器】是否可以利用外部电路使电压检测器的滞后电压变大呢?

利用下述的电路即可使滞后电压变大。
检测电压=IC的检测电压 解除电压=IC的解除电压 × (R1 + R2) / R2

注意事项 : 请设定R1< 75 kΩ。

由于检测电压因消耗电流的不同可能产生偏差,因此推荐使用几kΩ左右。

【电压检测器】为什么与一般的晶体管相比,电压检测器的延迟时间较长呢?

ABLIC的电压稳压器为了实现低消耗电流,需要在内部电路削减所消耗的电流。
由于要削减所消耗的电流,内部电路需要相应的延迟时间,因此输出也会相应地产生延迟。但是,并不存在对 电压检测器的工作产生影响的问题。

【电压检测器】在CMOS输出的电压检测器的输入(电源)端流入尖峰电流时,输出会如何变化呢? (尖峰的振幅为VDD-VSS)

一般情况下,对任何幅度的尖峰电流均产生反应。
在变为VSS的尖峰时间内,输出VOUT会通过CMOS输出的P沟道侧的寄生二极管(从VOUT流向VDD)而 受到VSS的牵引。由于寄生二极管的反应时间非常快(估计数十ns左右),因此,这是使用CMOS电压检测 器所不能逃避的问题。
作为相应的解决方法,推荐使用N沟道开路漏极的产品。只要使用N沟道开路漏极的产品,寄生二极管 就不能附加在电路上,由于在变为VSS的尖峰时间内输出VOUT处于开路状态,因此利用外接的Cout)就可 以保持稳定的输出电压。

【电压检测器】电压检测器解除电压时,其解除电压输出的上升时间是由何来决定的呢?

一般情况下,因电压检测器的输出上所连接的电容成分C的不同,电压的上升时间会发生变化。请参阅在各种 电压检测器的数据表上所登载的有关输出上连接了电容时的响应特性。下图表示其中的一个示例。(S-801系列 CMOS输出型产品的示例)

【电压检测器】将电压检测器的N沟道开路漏极输出型产品上拉至1 MΩ时,其动态响应特性会有何变化呢?

输出从“L”变化到“H”的延迟时间是依靠外接CR而决定的,且t与CR之间的关系是成比例的。因此,当RL=1 MΩ 时,其数据应为数据表上所记载的RL=100 kΩ时的数据进一位数(较慢方向)后的数据。
输出从“H”变化到“L”时,由于要取决于外接C和IC内部N沟道晶体管的驱动效率,因此并不依靠R,其数据与数 据表上所记载的RL=100 kΩ时的数据相同。

【S-812CXX系列】SNT-6A(H)封装产品带有2个VIN端子(引脚2和引脚5),这2个端子是否具有相同功能?

这2个端子是具有相同的功能。
带有2个VIN端子是为了散热。
S-812Cxx系列产品因为输入电压高(16 V 最大值),所以IC的损耗电力也大,有可能导致高温。因此,请将2 个VIN端子分别连接到各自的基板上。

【电压稳压器】有没有可以防止低电流负载时的输出电压上升的方法呢?

在低负载时需要将稳压器内的晶体管转换为高阻抗的产品。但是由于晶体管会产生泄漏电流,因此在低负载时 不能对电压进行控制。其结果导致输出电压上升。(有关具体的数值,请参阅数据表上的登载内容。)
这种现象在串联稳压器的构成上是不可避免的。需要采取连接模拟电阻负载等方法来作为解决对策。

【电压稳压器】什么是低压差型电压稳压器(Low Dropout Voltage Regulator)呢?

低压差型电压稳压器内置了输出晶体管(也被称为“旁路晶体管”)。由于此输出晶体管采用的是低通态电阻的 晶体管,所以,电压稳压器因此晶体管所导致的电压下降(压差)很小。S-814系列以及S-818系列的产品就属于 低压差型电压稳压器。双方的5 V输出产品,在流入60 mA的电流时其压差均可达到0.17 V(典型值)。

【电压稳压器】什么是短路保护电路呢?

例如,S-817系列产品为了在VOUT–VSS端子之间发生短路时保护输出晶体管,内置了短路保护电路。 利用短路保护电路,可以针对VOUT电压来控制输出电流,即使在VOUT–VSS端子之间发生短路时,也可以将 输出电流抑制为约40 mA。

但是,短路保护电路并没有兼备加热保护的功能,因此,应注意在包含短路条件下的IC功耗,也应注意输入电 压、负载电流的条件,以便不超过封装的容许功耗。

即使在没有发生短路的情况下,如果要获取较大的电流,且输入输出的压差较大时,为了保护输出晶体管,短 路保护电路会开始发挥作用,导致电流局限在规定的数值范围内。

【电压稳压器】如何求出电压稳压器的工作效率呢?

一般情况下,效率可利用所使用的能量占所有能量的比例求出。在稳定的状态下,利用每秒的能量来代替所有 能量,即可马上求出功率的比例。由于与电气相关时,所谓的功率即为电力,因此可按下述公式求出。

电压稳压器的情况下,输出电流等于输入电流减去电压稳压器本身所消耗的电流,通常,由于电压稳压器本身 所消耗的电流与输出电流相比非常微小,因此可以忽视(输出电流≈输入电流)。此时可按照下述公式求出效率。

如果要正确地计算,请将电压稳压器本身所消耗的电流考虑在内。

从上述公式中可以看出,在输入电压与输出电压的压差越大的情况下,电压稳压器的工作效率就越低。

【S-814/S-817/S-818】在输出电流为“零”的条件下,也可以使用电压稳压器吗?

在无负载的条件下使用时,有可能在高温时导致电压的上升。在无负载时很难保证电压在设定值± 2%的范围内。 在对S-814系列产品进行评价时,在Ta=85°C的条件下,发现最差样品在低于Iout=10 µA的领域内其输出电压 会上升的现象。
因此,S-814以及S-818系列产品只能保证流入10 mA以上的电流,而S-817系列产品只能保证流入1 mA以上的 电流。有关详情,请参阅数据表上的电气特性的负载稳定性,确认在实际应用时可以使用的范围。

【电压稳压器】低压差型电压稳压器使用在哪些方面呢?

在输入电压与输出电压之间的压差小,且所需要的电流较大时即可使用低压差型电压稳压器。

例如,想将电池使用到电量接近极限为止时即可使用低压差型电压稳压器。这是因为,作为输入电压的电池的 电压即使降低到接近输出电压,只要使用了低压差型电压稳压器就可以供应稳定的电流。以便获得与“输入输 出压差越小,电池的使用寿命就越长”的同等效果。

【S-814/S-818】利用S-814系列或S-818系列产品可以构成增压电路吗?

与S-814系列产品和晶体管构成的增压电路相比,采用S-816系列产品和晶体管所构成的增压电路,在特性(过 渡响应特性、压差电压)和成本上有利。因此,不推荐采用S-814系列或S-818系列产品来构成增压电路。

【S-814/S-817】在S-814、S-817系列产品的输入端上一定要连接电容器吗?如果一定要连接,需要连接多大 容量的电容器呢?

输入端的电源以及输入线路的阻抗(Rin)若为理想的“零”数值,那么可以不需要输入电容。但实际上,电源以 及输入线路的阻抗(Rin)都带有多少的阻抗成分,此时若流入切换电流就会出现电压下降(纹波),导致输入电压 发生变动而产生各种的不良影响。

输入电容可以起到使此电压变动(纹波)平滑的作用。输入电容量因Rin值以及电压稳压器的使用条件(VIN、Vout、 Iout等)的不同会产生很大的变化,因此,需要在实际的应用电路中进行确认。
特别是,数据表中登载的有关无输入电容时发生振荡的注意条款,是指在禁止电压稳压器的输出发生振荡的情 况下,在所有的使用范围内,想获取较大值的Rin,必须连接上输入电容。

进行评价时获得的结果如下
S-814→在Rin>10 Ω、没有输入电容的条件下,有可能发生振荡。
S-817→在Rin>10 Ω、没有输入电容的条件下,有可能发生振荡。

【S-817】由于S-817系列产品不备有ON/OFF端子,请教一下可以推荐的外接电路。

如下显示了一个示例。

应用时,请在实际的应用电路或相近的环境下进行评价,并确认是否存在什么问题。

【S-817】S-817系列产品的压差电压可通过输出电压,按照每0.5 V的单位来进行设定,是不是指在此 范围内电压保持为一定呢?

S-817系列产品的Vdrop规格是由输出电压(Vout)来决定,大约每500 mV规定一个规格值,此规格值为在该范 围内对应最小的Vout的数值。
例如,Vout为3.0 ~ 3.4 V时,典型值规格的0.25 V以及最大值规格的0.41 V即为3.0 V产品的Vdrop规格值。因 此,如果为3.4 V产品,其实效值与标记规格相比为更小的数值。由于Vdrop与Vout相关,因此,关于这两种参 数,可通过将电气特性表中数值转化为曲线,就可以了解所使用电压范围的Vdrop的实效值。

【S-817】利用S-817系列产品时,根据所登载的内容需要使用0.1 µF以上的电容器,在所有的温度范 围内,是否会发生振荡等的问题呢?

在所有的温度范围内均没有问题。在–40 ~ 85°C的温度范围内,已经确认不会发生振荡等的问题。但是,并不 包含所使用电容器的温度特性。

【S-817】可当作基准电压使用吗?

可以使用。
S-817系列产品有优越的输入稳定性能,在低负载时,即使仅流出IOUT=1 µA的输出电流,(即使输入电压发生变 化)输出电压也只发生5 mV(典型值)的变化。因此,可以作为A/D转换器等的基准电压,适用于几乎不流出稳压 器输出电流的各种应用电路上。

【S-817】输出电容器可使用陶瓷电容器吗?

可以使用。
S-817系列产品是内部相位补偿型稳压器,即使输出电容器的ESR较小也能稳定工作。因此,可以使用低ESR 的陶瓷电容器。
只是,可使用的陶瓷电容器的条件为电容量在0.1 µF以上、ESR在30 Ω以下。

【S-817】需要输入电容器和输出电容器吗?

在输出端需要电容器。而输入端因条件而异也可能不需要使用。

在输出端,为了在输出负载法发生变化时也能够稳定工作,需要使用输出电容器的ESR来进行相位补偿。因此, 务必要使用电容器。
输出电容器可以使用陶瓷电容器,但连接时要保证其电容量在0.1 µF以上、ESR在30 Ω以下。

输出端是否需要使用电容器,取决于输入电源的特性。因此,必须在实际应用电路上进行评价之后再作决定。

【S-816】对于S-816系列产品,请给予推荐能够满足3.3 V输入与2.5 V/1.5 A输出条件的双极型晶体管。

按照对手头现有产品的评价结果,虽然称不上最佳,但可以列举几例,仅供参考。
首先,推举2SA1615-Z(NEC PKG=SC63)。
此晶体管可基本满足所要求的条件,其条件为电流增幅率hFE≥125(IC=1.5 A)、功耗PC≥1.4 W。 hFE≥输出电流1.5 A/EXT输出泄漏电流12 mA=125
PC≥(输入3.37 V–输出2.45 V)×输出电流1.5 A=1.4 W
上述晶体管功耗的限制范围是由封装种类来决定的。
SOT89封装的功耗,一般在0.5 W(单件)~2 W(基板安装)的范围内。
SC63封装的功耗,一般在1 W(单件)~10 W(基板安装)的范围内。
按照上述的条件,列举了下述可以不超过规格的低频电力增幅晶体管。

【S-816】S-816系列产品的输出电容若使用陶瓷电容器,会不会有问题呢?

采用陶瓷电容器有可能发生振荡。 大多的陶瓷电容器的ESR值为10 ~ 20 mΩ左右。由于ESR值太小,因此,不在推荐的不发生振荡的ESR值的 范围内(0.1 ~ 5 Ω)。 如果,要使用陶瓷电容器,如下图所示,推荐增加电阻值为0.3 Ω左右的电阻,并与陶瓷电容器串联连接。

【S-817】利用S-817系列产品想输出大电流时,该怎么办呢?

要输出大电流,通过增加PNP晶体管即可实现。 具体的方法如下。

应用电路

1.输出电流增压电路 如图 7 所示,通过增加 PNP 晶体管,可以使输 出电流变大。 在输入电压 VIN与 S-817 电源端子 VIN 之间,如 果能够確保 PNP 晶体管可以充分接通的基极、发 射极电压 VBE,输出电压 VOUT 可变为在 S-817 所 设定的电压,控制 PNP 晶体管的基极电流。 外接电路部件的选择要点如下所示。

PNP 晶体管 Tr1 推荐使用 hFE较大的产品(大概 100 ~ 400)。另外,请选择在使用条件上没有问题的容许功耗 的晶体管。电阻 R1 推荐使用 1 kΩ÷VOUT(S)(在 S-817 设定的电压)以上的值。输出电容器 CL由于电源变动、负 载变动会产生改善输出变动的効果,但也有使输出发生振荡的可能。追加时,请将电阻 R2 与输出电容器 CL 相串联连接。R2 电阻值大概为 2 Ω × VOUT(S)以上。另外,在 S-817 电源 VIN 与 GND 端子之间或 PNP 晶体管 的基极、发射极之间增加电容器等,因为会有使输出发生振荡的危险,请不要追加。

另外,如图 7 的输出电流增压电路,因为没有很好的过渡响应特性,请务必在使用条件下,确认没有因为电源 投入或电源变动、负载变动而引起的输出变动的问题后再使用。

S-817 系列的短路保护电路不能作为此增压电路的短路保护来工作,务请注意。

以下表示在图 7 结构下的输出电流增压电路的输入电压−输出电压特性例(典型数据,Ta=25°C)。

【S-816】选用外接双极型晶体管时要点是什么呢?

选用外接双极型晶体管的要点是首先备有能够确保输出电流的hFE。
因为S-816系列产品至少可确保EXT输出电流为10 mA(规格 Imax≤12 mA),因此需要hFE≥Ioutmax÷10 mA。
但是,一般情况下,由于在线性领域内,双极型晶体管的hFE已被规定,因此要求充分高的输入电压。
当输入电压与输出电压之间没有压差时,由于会转变为饱和领域而导致hFE下降,通常,要选用hFE比上述计 算数值高出两倍以上的双极型晶体管。在此,需要注意的是由于双极型晶体管的hFE的偏差较大,所以,选用 之时需要把其偏差考虑在内。
接着,要注意能够确保压差电压的饱和电压特性。此饱和电压特性是基极电流Ib以及发射极电流IC在一定条件 下的规格。
例如,
·2SA1213/TOSHIBA ∶0.5 Vmax 在Ib=50 mA、IC=1 A的条件下
·CPH3109/SANYO ∶0.23 Vmax 在Ib=30 mA、IC=1.5 A的条件下
但是,不能按照上述原有的规格来应用。
一般情况下,在双极型晶体管的产品目录中登载有集电极·发射极饱和电压特性,仅供参考。

【S-814】输出电容器可使用陶瓷电容器吗?

可以使用。
S-814系列产品是内部相位补偿型稳压器,即使输出电容器的ESR较小也能稳定工作。因此,可以使用低ESR 的陶瓷电容器。
只是,可使用的陶瓷电容器的条件为电容量在0.47 µF以上、ESR在10 Ω以下。

【S-814/S-818】利用S-814系列或S-818系列产品可以构成增压电路吗?

与S-814系列产品和晶体管构成的增压电路相比,采用S-816系列产品和晶体管所构成的增压电路,在特性(过 渡响应特性、压差电压)和成本上有利。因此,不推荐采用S-814系列或S-818系列产品来构成增压电路。

【S-814/S-817】在S-814、S-817系列产品的输出端上一定要连接电容器吗?如果一定要连接,需要连接多大 容量的电容器呢?

输入端的电源以及输入线路的阻抗(Rin)若为理想的“零”数值,那么可以不需要输入电容。但实际上,电源以 及输入线路的阻抗(Rin)都带有多少的阻抗成分,此时若流入切换电流就会出现电压下降(纹波),导致输入电压 发生变动而产生各种的不良影响。

输入电容可以起到使此电压变动(纹波)平滑的作用。确切的输入电容量因Rin值以及电压稳压器的使用条件 (VIN、Vout、Iout等)的不同会产生很大的变化,因此,需要在实际的应用电路中进行确认。
特别是,数据表中登载的有关无输入电容时发生振荡的注意条款,是指在禁止电压稳压器的输出发生振荡的情 况下,在所有的使用范围内,想获取较大值的Rin,必须连接上输入电容。

进行评价时获得的结果如下
S-814→在Rin>10 Ω、没有输入电容的条件下,有可能发生振荡。
S-817→在Rin>10 Ω、没有输入电容的条件下,有可能发生振荡。

【S-816】为什么电压稳压器会在不定间隔内发生噪声呢?

电压稳压器的输出会在数MS到数秒的不定间隔内发生噪声,其原因可考虑为受到外接的双极型晶体管所发出 的散粒噪声(也叫做肖特基噪声)的影响。

散粒噪声是由于双极型晶体管的体偏置而产生的,并不是由于S-816系列产品的CMOS构造而引起的。

【S-816】输出电容器使用钽电解电容器以外的电容器时会不会有问题呢?

使用ESR较小的陶瓷电容器或OS电容器时,输出有可能会发生振荡。

为了使S-816系列产品可以稳定工作,需要使用具有适当范围的ESR(等效串联电阻)。
如果ESR与此适当范围相比过大或过小,那么,输出就会变得不稳定而可能会发生振荡。因此,建议使用钽电 解电容器。

使用ESR较小的陶瓷电容器或OS电容器时,如下图所示,需要与输出电容器串联连接上电阻,来代替ESR。

需要增加上电阻值为0.1 ~ 0.5 Ω左右的电阻,因使用条件的不同而异,建议在进行充分的评价之后再予以决定。 推荐使用0.3 Ω左右的电阻。

使用铝电解电容器时,在低温的条件下有可能因ESR增大而导致引起振荡,务请注意。

在使用之时,包括温度特性在内,请进行充分的评价。

【运算放大器&比较器】在备有2电路的产品中,没有使用的运算放大器(比较器)该如何处理呢?

即使输入端子保持开路的状态,IC 也不会受到破坏,但是,工作变得不稳定,并有可能对使用侧的运算放大器 (比较器)的特性造成影响,因此,建议按照下述的方法来进行连接。
运算放大器时,
为了构成电压跟随器,请将输入 Vin+与 VSS 相连接。
比较器时,
请将输入Vin+与VSS相连接,Vin-与VDD相连接。

【运算放大器&比较器】输入失调电流的最大值有多大呢?

由于输入失调电流是流入 MOS 晶体管的门极端子的电流,因此,按照器件角度,其实效值为 1 pA 左右。但是,由于受到 PKG 端子的泄漏电流以及 pA 规格的检测精度的影响,要想正确地检测是很困难的,因此不能把握最 大的实效值。在测试条件下,S-891 系列产品和 S-892 系列产品的输入失调电流的最大值,是按照 50 nA 以下 来进行区分的。其他的微型模拟产品是按照 10 nA 以下来进行区分的。

【运算放大器&比较器】输入电压比VDD大或者比VSS小,IC都不会受到破坏吗?

按照数据表上的描述,微型模拟产品的输入电压的最大额定值在 VSS ~ VDD 的范围内。这是信赖性测试所保 证的输入电压的范围。

但是,实际上的实效值的范围更宽,即使施加了少许更宽范围的输入电压,IC 也不会损坏。
其真正的范围∶
如数据表上所示,在输入端子和 VSS 之间连接了 ESD 保护用的场效晶体管(NMOS)。对输入端子施加了 VSS 以下的电压时,如果输入电压降低到大约(VSS – 0.7 V)以下时,流入此场效晶体管的电流就会增加。只要输入 电压不低于 VSS – 0.5 V,那么在实际应用上应该没有问题。

如果在输入端子和 VDD 之间没有备上保护用的器件,就不会存在电流通路。对输入端子施加了 VDD 以上的电 压时,只要输入电压降低到(VSS + 0.7 V)以下,那么,IC 应该不会受到破坏。

【运算放大器&比较器】各个端子的等效电路的构造是什么样的?

请参阅登载在数据表上的有关各个端子的等效电路的图示。

【运算放大器&比较器】保护电路的构造是什么样的?

请参阅登载在数据表上的有关保护电路的图示。

【产品可靠性】如何判定产品的使用寿命呢?

通过在定期的可靠性测试中进行加速测试,来测定出相当于产品使用寿命的时间,从而来判定产品的耐久性。
加速测试有电压加速和温度加速,ABLIC 是按照阿累尼乌斯(Arrhenius)模式来进行温度加速测试的。
加速系数是按照 JEITA 规格 EIAJ4701,通过下述计算公式求出。

(加速系数计算公式) L=exp(Ea/kT2)/exp(Ea/kT1)
L :加速系数
Ea :活性化能源
K :玻尔兹曼系数
T2 :实际使用温度(绝对温度)
T1 :加速测试温度(绝对温度)

具体的是将以下的条件代入公式中。
活性化能源 0.5 eV
玻尔兹曼系数 8.617×10-5 eV/K
实际使用温度 40°C
通过计算表明 125°C 的加速系数是 40°C 的 52 倍。
因此,

1000 h→相当于 5.9 年
2000 h→相当于 11.8 年

通过进行上述 125°C 条件下的可靠性测试 2000 小时,就可以判定在实际的使用温度条件下,产品的使用寿命 在 10 年以上。

【封装】模制树脂是否使用磷呢?

在ABLIC的产品中没有使用无机磷。
而作为树脂硬化增强剂,在一部分的封装中使用了有机磷。

【封装】如果因冲击电流,在瞬间超过了容许功耗,也可以使用吗?

容许功耗为每1秒钟的平均电力。
因冲击电流等在瞬间流入大电流的情况下,只要是平均电力在容许功耗值的范围以内,是可以使用的。

【封装】该如何处理封装背面的散热垫板的电位固定呢?
HSON(A), SNB(B), SON(B), PLP

背面的散热垫板是通过银锡膏(导电性的锡膏)粘接到IC芯片基板上。 因此,散热垫板的状态与IC芯片基板的电位相同,并且,必须在浮动状态下使用。
※ 注意 不能作为电极来使用。

产品名

对象封装名 散热垫板电位
S-1131 6-pin HSON(A) VSS 或 开路
S-1170 6-pin HSON(A) VSS 或 开路
S-8355/56/57/58 6-pin SNB(B) VOUT(VDD分离型产品为VDD) 或 开路
S-8821 6-pin SNB(B) VSS or open
S-8261 6-pin SNB(B) VDD 或 开路
S-8242 6-pin SNB(B) VDD 或 开路
S-8424A 8-pin SON(B) VSS 或 开路
S-8425 8-pin SON(B) VSS or open
S-83M355/356 PLP-8B 参阅数据表
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